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高频开关电源的共模干扰抑制技术和共模电磁干扰(EMI)应对措施解析

导言
因为MOSFET及IGBT和软开关技能在电力电子电路中的广泛使用,使得功率变换器的开关频率越来越高,结构愈加紧凑,但亦带来许多问题,如寄生元件发作的影响加重,电磁辐射加重等,所以EMI问题是现在电力电子界重视的首要问题之一。
传导是电力电子设备中搅扰传播的重要途径。差模搅扰和共模搅扰是首要的传导搅扰形状。大都状况下,功率变换器的传导搅扰以共模搅扰为主。本文介绍了一种依据补偿原理的无源共模搅扰按捺技能,并成功地使用于多种功率变换器拓扑中。理论和试验成果都证明了,它能有用地减小电路中的高频传导共模搅扰。这一计划的优越性在于,它无需额定的控制电路和辅佐高频开关电源,不依赖于高频开关电源变换器其他部分的运行状况,结构简略、紧凑。
1  补偿原理
共模噪声与差模噪声发作的内部机制有所不同:差模噪声首要由开关变换器的脉动电流引起;共模噪声则首要由较高的d/d与杂散参数间相互效果而发作的高频振动引起。如图1所示。共模电流包含连线到接地面的位移电流,一起,因为开关器材端子上的d/d是最大的,所以开关器材与散热片之间的杂散电容也将发作共模电流。图2给出了这种新式共模噪声按捺电路所依据的本质概念。开关器材的d/d经过外壳和散热片之间的寄生电容对地构成噪声电流。按捺电路经过检测器材的d/d,并把它反相,然后加到一个补偿电容上面,然后构成补偿电流对噪声电流的抵消。即补偿电流与噪声电流等幅但相位相差180°,并且也流入接地层。依据基尔霍夫电流规律,这两股电流在接地址汇流为零,于是50Ω的阻抗平衡网络(LISN)电阻(接丈量接收机的BNC端口)上的共模噪声电压被大大削弱了。
高频开关电源的共模干扰抑制技术和共模电磁干扰(EMI)应对措施解析

2 依据补偿原理的共模搅扰按捺技能在开关高频开关电源中的使用
本文以单端反激电路为例,介绍依据补偿原理的共模搅扰按捺技能在功率变换器中的使用。图3给出了典型单端反激变换器的拓扑结构,并参加了新的共模噪声按捺电路。如图3所示,从开关器材过来的d/d所导致的寄生电流para注入接地层,附加按捺电路发作的反相噪声补偿电流comp也一起注入接地层。抱负的状况就是这两股电流相加为零,然后大大减少了流向LISN电阻的共模电流。使用现有电路中的高频开关电源变压器磁芯,在原绕组结构上再添加一个附加绕组NC。因为该绕组只需流过由补偿电容comp发作的反向噪声电流,所以它的线径相对原副方的P及S绕组显得很小(由实践设备的规划考虑决议)。附加电路中的补偿电容comp首要是用来发作和由寄生电容para引起的寄生噪声电流反相的补偿电流。comp的大小由para和绕组匝比P∶C决议。如果P∶C=1,则comp的电容值获得和para适当;若P∶C≠1,则comp的取值要满意comp=para·d/d。
此外,还能够经过改造比如Buck,Half-bridge等DC/DC变换器中的电感或变压器,然后构成无源补偿电路,完成噪声的按捺,如图4,图5所示。
高频开关电源的共模干扰抑制技术和共模电磁干扰(EMI)应对措施解析

试验选用了一台5kW/50Hz艇用逆变器的单端反激辅佐高频开关电源作为试验渠道。沟通调压器的输出经过LISN送入整流桥,整流后的高频开关电源直流输出作为反激电路的输入。多点测得开关管集电极对试验地(机壳)的寄生电容大约为80pF,鉴于试验室现有的电容元件,取用了一个100pF,耐压1kV的瓷片电容作为补偿电容。一接地铝板作为试验桌面,LISN及待测反激高频开关电源的外壳均良好接地。图6是补偿绕组电压和原方绕组电压波形。补偿绕组准确的反相重现了原方绕组的波形。图7是流过补偿电容的电流和开关管散热器对地寄生电流的波形。从图7能够看出,补偿电流和寄生电流波形相位相差180°,在一些波形尖刺方面也较好地符合。可是,因为开关管的金属外壳为集电极且与散热器相通,散热器形状的不规则导致了开关管寄生电容丈量的不确定性。由图7可见,补偿电流的幅值大于实践寄生电流,阐明补偿电容的取值与寄生电容的迫临程度不够好,取值略偏大。图8给出了补偿电路参加前后,流入LISN接地线的共模电流波形比较。经过共模按捺电路的电流平衡后,共模电流的尖峰得到了很好的按捺,试验数据标明,最大的按捺量大约有14mA左右。
高频开关电源的共模干扰抑制技术和共模电磁干扰(EMI)应对措施解析

图9是用Agilent E4402B频谱剖析仪测得的共模电流的频谱波形。可见100kHz到2MHz的频率范围内的CM噪声得到了较好的按捺。可是,在3MHz左右出现了一个幅值突起,之后的高频段也未见显着的衰减,这阐明在高频条件下,电路的散布参数成了噪声耦合首要的影响要素,补偿电路带来的高频振动也部分添加了共模EMI噪声的高频成份。但从滤波器规划的视点来看,这并不太多影响因为下降了低次谐波噪声而节约的设备开支。若是能较准确地调理补偿电容,使其尽可能接近寄生电容Cpara的值,那么按捺的效果会在此基础上有所改进。
4 此技能的局限性
图10中的(a),(b),(c),(d)给出了噪声按捺电路无法起到正常效用时的电压、电流的波形仿真状况。这儿首要包含了两种状况: 
第一种状况是在输入电容的等效串联电感()上遇到的。电感在整个电路中充当了约束电流改变率d/d的角色,很显然LISN中大电感量的串联电感约束了变换器高频开关电源作为电流源供给的才能。因而,这些脉动电流所需的能量有必要靠输入电容来供给,可是输入电容本身的也约束了它们作为电流源的才能。愈大,则输入端电容供给给补偿变压器所需高频电流的才能愈受约束。当为100nH时,补偿电路简直失效。图10(a)中虽然补偿电压与寄生CM电压波形非常近似,可是图10(b)中却很显着看出流过补偿电容comp的电流被约束了。 
别的一种严峻的状况是补偿变压器的漏感。当把变压器漏感从本来磁化电感的0.1%增大到10%的时分,补偿电路也开始失效,如图10(c)及图10(d)所示。补偿绕组电压波形因为漏感和磁化电感的缘故发作分叉。如果漏感相关于磁化电感来说很小的话,这个波形畸变能够疏忽,但实践补偿电容上出现的d/d波形现已恶化,以至于补偿电路无法有用发挥按捺效果。
高频开关电源的共模干扰抑制技术和共模电磁干扰(EMI)应对措施解析

图10    噪声电路失效仿真电压、电流波形
为了处理和变压器漏感这两个严峻的约束要素,能够采纳以下措施:关于输入电容的,要尽量下降至能够承受的程度,经过并联低值的电容来改进;密绕原方绕组和补偿绕组能够有用下降漏感。
5 结语
由以上的试验和剖析能够看到,使用到传统高频开关电源变换器拓扑结构中的这种无源CM噪声按捺电路是有一定效果的。因为用来补偿的附加绕组只须加到现有的变压器结构中,所以,阻隔式的拓扑结构关于选用这种无源补偿消除电路来说可能是最简易、经济的电路结构。

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