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你不知道的高频开关电源Y电容与EMI的关系有多深?

本文首要介绍了关于EMI 惯例常识以及在高频开关电源中运用的各种缓冲招引电路。然后介绍了在EMI中和传导相关的共模及差模电流发生的原理,静点动点的概念,并详细的说明晰在变压器的结构中运用补偿规划的办法。最终介绍了EMI 的发射发生的机理和频率抖动及共模电感的规划。
现在,高频开关电源Y电容广泛的运用在高频开关电源中,但高频开关电源Y电容的存在使输入和输出线间发生漏电流。具有高频开关电源Y电容的金属壳手机充电器会让运用者有触电的危险,因而一些手机制造商现在开端选用无高频开关电源Y电容的充电器。可是去除高频开关电源Y电容对EMI 的规划带来了困难。具有频抖和频率调制的脉宽调制器能够改善EMI 的性能,但不能肯定的确保充电器经过EMI 的测验,有必要在电路和变压器结构上进行改善,才干使充电器满意EMI 的规范。

1 EMI 常识
在高频开关电源中,功率器材高频注册关断的操作导致电流和电压的快速的改动是发生EMI的主要原因。
在电路中的电感及寄生电感中快速的电流改动发生磁场然后发生较高的电压尖峰:
在电路中的电容及寄生电容中快速的电压改动发生电场然后发生较高的电流尖峰:
磁场和电场的噪声与改动的电压和电流及耦合通道如寄生的电感和电容直接相关。直观的了解, 减小电压率du/dt和电流改动率di/dt及减小相应的杂散电感和电容值能够减小因为上述磁场和电场发生的噪声,然后减小EMI搅扰。
1.1 减小电压率du/dt和电流改动率di/dt
减小电压率du/dt和电流改动率di/dt能够经过以下的办法来完成:改动栅极的电阻值和添加缓冲招引电路,如图2和图3所示。添加栅极的电阻值能够下降注册时功率器材的电压改动率。
你不知道的高频开关电源Y电容与EMI的关系有多深?

图3中,根本的RCD箝位电路用于遏止因为变压器的初级漏感在开关管关断进程中发生的电压尖峰。L1,L2 和L3能够下降高频的电流的改动率。L1和L2只对特定的频带起效果。L3关于作业于CCM形式才有用。 R1C1,R2C2,R3C3,R4C4 和 C5能够下降相应的功率器材两头的高频电压的改动率。
一切的这些缓冲招引电路都需求耗费必定功率,发生附加的功率损耗,下降体系的功率;一同也添加元件的数日和PCB的尺度及体系的本钱,因而要根据实践的需求挑选运用。
1.2 减小寄生的电感和电容值
开关器材是噪声源之一,其内部引线的杂散电感及寄生电容也是噪声耦合的通道,可是因为这些参数是器材固有的特性,电子规划和运用工程师无法对它们进行优化。寄生电容包含漏源极电容和栅漏极的Miller电容。
变压器是别的一个噪声源,而初级次级的漏感及初级的层间电容、次级的层间电容、初级和次级之间的耦合电容则是噪声的通道。初级或次级的层间电容能够经过减小绕组的层数来下降,增大变压器骨架窗口的宽度可在减小绕组的层数。别离的绕组如初级选用三明治绕法能够减小初级的漏感,但因为增大了初级和次级的触摸面积,因而增大了初级和次级的耦合电容。选用铜皮的Farada高频开关电源Y屏蔽能够减小初级与次级间的耦合电容。Farada高频开关电源Y屏蔽层绕在初级与次级之间,而且要接到初级或次级的静点如初级地和次级地。Farada高频开关电源Y屏蔽层使初级和次级的耦合系数下降,然后添加了漏感。
2 传导搅扰
2.1 LISN
EMI测验由传导搅扰CE和辐射搅扰RE组成,这两种噪声分隔的检测和评价。关于不同的运用,不同的区域和国家都有相应的规范,这些规范关于频段的宽度和约束值都作了十分明确的界说。例如关于手机充电器归于FCC15/EN55022 CLASS B,传导搅扰丈量的频率规模为0.15MHz 到30MHz , 辐射搅扰丈量的频率规模为30MHz 到1GHz 。详细的内容能够参阅相关的规范FCC,CIRPR和EN等。
传导搅扰指在输入和输出线上流过的搅扰噪声,测验的办法见图4所示。待测验的设备EUT经过阻抗匹配网络LISN(或人工高频开关电源网络)衔接到洁净的沟通高频开关电源上。
LISN的效果如下:
1) 隔离待测验的设备EUT和沟通输入高频开关电源,滤除由输入高频开关电源线引进的噪声及搅扰。
2) EUT发生的搅扰噪声依次经过LISN内部的高通滤波器和50 Ω电阻,在50 Ω电阻上得到相应的信号值送到接收机进行剖析。
由图4可见:EUT放置在绝缘的测验台上,测验台下部装有接地杰出的铁板,测验台及铁板的尺度和装置都在特定的规定。
传导搅扰来源于差模电流噪声和共模电流噪声,这两种类型的噪声搅扰见图5所示。高频开关电源Y电容直接和传导搅扰相关。
差模电流在两根输入高频开关电源线间反方向活动,两者彼此构成电流回路,即一根作为差模电流的源线,一根作为差模电流的回线。共模电流在两根输入高频开关电源线上同方向活动,它们别离与大地构成电流回路,即一同作为共模电流的源线或回线。
2.2 变压器模型
变压器所包含的寄生电容的模型见图6中所示。
① Cp: 初级绕组的层间电容。
② Coe: 输出线到大地的电容。
③ Cme: 磁芯到大地的电容。
④ Ca: 最外层绕组到磁芯的电容。
⑤ Ct: 辅佐绕组到次级绕组的电容。
⑥Cs: 初级绕组到次级绕组的电容.
⑦ Cm: 最内层初级绕组到磁芯的电容。
2.3 差模电流
差模电流噪声主要由功率开关器材的高频开关电流发生。
① 功率器材注册
在功率器材注册瞬间存在电流的尖峰,图7所示。
注册电流尖峰由三部分组成:
(1) 变压器初级绕组的层间电容充电电流。
(2) MOSFET漏源极电容的放电电流。
(3) 作业在CCM形式的输出二极管的反向恢复电流。
注册电流尖峰不能经过输入滤波的直流电解电容旁路,因为输入滤波的直流电解电容有等效的串联电感ESL和电阻ESR,这样就发生的差模电流在高频开关电源的两根输入线间活动。留意:MOSFET漏源极的电容的放电电流对差模电流噪声无影响,但会发生辐射搅扰。
功率器材注册瞬间构成的差模电流为IDM 为:
关于变压器而言,初级绕组两头所加的电压高,初级绕组的层数少,层间的电容越少,可是在许多运用中因为骨架窗口宽度的约束并为了确保适宜的饱满电流,初级绕组一般用多层结构。本规划针对四层的初级绕组结构进行评论。
关于惯例的四层初级绕组结构,在开关管注册和关断的进程中,层间的电流向同一个方向活动。在图9中,在开关管注册时,源极接到初级的地,B点电压为0,A点电压为Vin,根据电压的改动方向,初级绕组层间电容中电流活动方向向下,累积构成的差模电流值大。
② 功率器材关断
在功率器材关断瞬间,MOSFET漏源极电容的充电,变压器初级绕组的层间电容放电,这两部分电流也会构成差模电流,如图10所示。
功率器材关断瞬间构成的差模电流为IDM 为:
相同,根据电压的改动方向,初级绕组层间电容中的电流活动方向向上,累积构成的差模电流值大。
③功率开关作业于开关状态,开关电流(开关频率)的高次谐波也会因为输入滤波的直流电解电容的ESL和ESR构成差模电流。
差模电流能够经过差模滤波器滤除,差模滤波器为由电感和电容组成的二阶低通滤波器。从PCB规划而言,尽量减小高的di/dt的环路并选用宽的布线有利于减小差模搅扰。
因为滤波器的电感有杂散的电容,关于高频的搅扰噪声能够由杂散电容旁路,使滤波器不能起到有用的效果。用几个电解电容并联能够减小ESL和 ESR,在小功率的充电器中因为本钱的压力不会用X电容,因而在沟通整流后要加一级LC滤波器,图13所示。
如果对变压器的结构进行改善,如图14和15所示,经过补偿的办法能够减小差模电流。留意:初级绕组的热门应该埋在变压器的最内层,外层的绕组起到屏蔽的效果。
相同的根据电压的改动方向,能够得到初级绕组层间电容的电流活动的方向,由图14 和15 所示能够看到,部分的层间电流因为方向相反能够彼此的抵消,然后得到补偿。
2.4 共模电流
共模电流在输入及输出线与大地间活动,其发生主要是功率器材高频作业时发生的电压的瞬态的改动。共模电流的发生主要有下面几部分:
① 经过MOSFET源级到大地的电容Cde。如果改善IC的规划,如关于单芯片高频开关电源芯片,将MOSFET源极衔接到芯片基体用于散热,而不是用漏极进行散热,这样能够减小漏极对大地的寄生电容。PCB布线时减小漏极区铜皮的面积可减小漏极对大地的寄生电容,但要留意确保芯片的温度满意规划的要求。
②经过Cm 和Cme发生共模电流。
③ 经过Ca 和 Cme发生共模电流。
④ 经过Ct 和Coe发生共模电流。
⑤ 经过Cs 和Coe发生共模电流,这部分在共模电流中占主导效果。减小漏极电压的改动幅值及改动率可减小共模电流,如下降反射电压,加大漏源极电容,但这样会使MOSFET接受大的电流应力,其温度将添加,一同加大漏源极电容发生更大的磁场发射。
电压如果体系加了高频开关电源Y电容,由图17所示, 经过Cs的大部分的共模电流被高频开关电源Y电容旁路,返回到初级的地,因为高频开关电源Y电容的值大于Coe。高频开关电源Y电容有必要直接并用尽量短的直线衔接到初级和次级的冷点。作为一个规则,如果注册叶MOSFET的dV/dt大于关断时的值,高频开关电源Y电容衔接到初级的地。反之衔接到Vin。
着重:电压没有改动的点称为静点或冷点,电压改动的点称为动点或热门。初级的地和Vin都是冷点,关于辅佐绕组和输出绕组,冷点能够经过二极管的方位进行调整。图18中,A,B和Vin为冷点,F,D,B和C为热门;而图19中,A,Vcc,Vin和Vo为冷点,D,F和G为热门。
去除高频开关电源Y电容无法有用的旁路共模电流,导到共模电流噪声过大,无法经过测验规范,规划的办法是改善变压器的结构。一般的法加利屏蔽办法不能使设备在无高频开关电源Y电容的情况下经过EMI的测验。因为MOSFET的漏极点的电压改动幅值大,主要针对这个部位进行规划。永久留意:电压的改动是发生差模及共模电流的主要原因,寄生电容是其活动的通道。
前面说到Cm和Cme及Cme和Ca也会发生共模电流,初级层间电容的电流一部分构成差模电流,有一部分也会构成共模电流,这也标明差模和共模电流能够彼此的转换。
如果按图20结构组织冷点(蓝色点)和绕组,在没有高频开关电源Y电容时,根据电压改动的方向能够得到初级绕组与次级绕组及辅佐绕组和次级绕组层间电容的电流的活动方向,初级绕组和辅佐绕组的电流都流入次级绕组中。
调整冷点后如图21 所示,能够看到,初级绕组与次级绕组及辅佐绕组和次级绕组层间电容的电流的活动方向相同,能够彼此抵消一部分流入次级绕组的共模电流,然后减小整体的共模电流的巨细。
辅佐绕组和次级绕组的整流二极管放置在下端,然后改动电压改动的方向,一同留意冷点要尽量的接近,这样因为两者间没有电压的改动,所以不会发生共模电流。
进一步,如果在内层及初级绕组和次级绕组间放置铜皮,铜皮的宽度小于或等于初级绕组的宽度,铜皮的中点由导线引线到冷点,如图22 所示,因为铜皮为冷点,与其触摸的绕组和铜皮间电压的摆率下降,然后减小共模电流,一同将共模电流由铜皮旁路引进到冷点。留意铜皮的搭接处不能短路,用绝缘胶带离隔,内外层铜皮的方向要一致。
辅佐绕组和次级绕组的共模电流能够由以下办法补偿:
① 加辅佐屏蔽绕组
辅佐屏蔽绕组绕制方向与次级绕组绕制方向保持一致,辅佐屏蔽绕组与次级绕组的同名端衔接到一同并衔接到冷点,辅佐屏蔽绕组的另一端浮空。因为它们的电压改动的方向相同,所以两者间没有电流活动。
②加外层的辅佐屏蔽铜皮
辅佐屏蔽铜皮的中点衔接到到辅佐绕组的中点。相同,根据电压的改动方向剖析电流的活动方向,能够看到,两者之间的电流构成环流,彼此补偿抵消,然后下降共模电流。
3 EMI 辐射搅扰
3.1 电场和磁场发射
辐射搅扰的测验在专门的屏蔽室中进行,待测验的设备放在转台上,天线别离放在水平和笔直的方位上下移动扫描,检测到信号送到接收机进行剖析。
辐射搅扰的测验包含电场发射和磁场发射,电场发射由du/dt发生,磁场发射由di/dt发生。留意:空间电容是电场发射的通道,共模电流能够发生适当大的电场发射。.
初级绕组电压改动的幅值大,关于电场发射起主导效果。磁芯也是一个电场发射源。在体系的PCB底层铺铜皮或额处加一块铜皮或单面板,能够有用的减小电场发射和共模电流。
高di/dt 的环路经过环路的寄生电感发生磁场发射,次级侧的电流改动幅值大,关于磁场发射的起主导效果。磁场发射构成的方向见图27所示,方向契合右手定则。
高di/dt环路的寄生电感随环路面积增大而增大,因而磁场发射关于PCB的规划十分要害。次级侧的电流环面积要尽量的小,布线要尽量的短粗。
变压器的杂散磁场也是一个磁场发射源,其主要由变压器的气隙发生。E型磁芯在两边开气隙时杂散磁场大,在中心柱开气隙时杂散的磁场小。在变压器的最外面包裹铜皮,铜皮两头短接,用导线衔接到冷点,能够减小杂散的磁场。因为杂散磁场在铜皮中发生涡流,涡流反过来发生磁场阻止变压器杂散磁通的外泄。输出棒状及鼓状的差模电感好像一个天线发生大的磁场发射。运用前述的相关的缓冲招引电路能够减小相应的磁场发射。
留意:手机充电器要带长的输出线(1.8m)进行测验,长的输出导线也好像一个天线,并将共模电流扩大,然后构成较大的共模电场辐射,这种辐射只要经过上面变压器的结构进行遏止,在没有频率拌动或频率调制的体系中,还得加输出共模电感。才干有用的减小在30~50M间的电场发射。
需求说明的是:传导和辐射及差模和共模电流间能够彼此转换,详细的理论适当杂乱,远远超出作者的常识规模,特表抱歉。
3.2 共模电感规划
共模电感的两个绕组别离与输出的二根线串联,留意到当输出电流在每个绕组流过期,它们在磁芯中构成的磁通方向是相反的,能够彼此的抵消,平衡的条件下磁芯中的磁通为0,因而共模电感不会因为输出的负载电流发生饱满。当同方向的共模电流在两个绕组中流过期,其在磁芯中构成的磁通方向是相同,阻抗添加,然后衰减共模电流信号。
规划进程:
① 挑选磁芯资料
铁氧体是一个较好的具有本钱优势的资料。
② 设定电感的阻抗
关于一个给定的要求衰减的频率,界说此频率下共模电感的感抗为50~100Ω,即至少50%的衰减,因而有:Z =ωL
③ 挑选磁芯的形状的和尺度
本钱低漏感小的环形磁芯十分适合于共模电感,可是这种形状不容易完成机械化绕制,一般用手艺绕制。磁环尺度的巨细选取有必定的随意性,一般根据PCB的尺度选取适宜的磁芯。为了减小共模电感的寄生电容,共模电感一般只用单层的线圈。若单层绕制时磁芯无法包容一切的线圈,则选用大一号尺度的磁环。当然也能够根据磁芯的数据手册由LI的乘积选取。
④ 核算线圈的匝数
由磁芯的电感系数AL核算共模电感的圈数:
⑤ 核算导线的线径
导线答应经过的电流密度选取为:400~800A/cm2,由此能够得到要求的线径。
3.3 频率抖动或调制
事实上,噪声是根据特定的频带和步长(传导是9KHz)来检测的,当开关频率固守时,根据开关频率的电流改动和电压改动的高频高次谐波如2次,3次,4次,…… 会在一个特定的频率点处叠加,这样以此频率点为中心的一个窄带内噪声的值就较高。芯片有频率抖动或调制时,开关的频率不是固定的,而是在必定的规模内改动,频率改动的规模一般以名义的开关频率为中心上下改动不大于4KHz,避免影响到体系的正常作业。如基频即作业频率改动规模为±4KHz,则2次谐波频率改动的规模为±8KHz,3次谐波频率改动的规模为±12KHz ……,这样关于一个特定的频率点噪声在更宽的频带内散布,因而噪声的值下降。频率越高,特定的频率点频带散布越大,噪声值也就越低。频率抖动或调制的原理见图28所示。
从图29至图32能够看到:没有频率抖动或调制时谐波散布窄,噪声值在谐波频率点处较高。有频率抖动或调制时,谐波值平滑而且较小,从图29至图32还能够看出:频率抖动或调制对准峰值下降不大,而对平均值下降十分时显。在测验RE时,因为频率抖动或调制的效果,即便从波形看某一频点好像没有余量,但接收机在读点时很难抓取到幅值最大点,因而读点时读取值仍有规模内有必定余量。
3.4 浮空电压波形
丈量变压器初级和次级静点的电压波形及变压器磁芯的电压波形能够为EMI的传导测验供给一些参阅。
惯例结构的变压器的初级和次级静点电压波形的幅值为10V而且能够显着的看到根据开关频率的开关波形。新的结构的变压器的初级和次级静点电压波形的幅值为5V,根据开关频率的开关波形不是很显着。
惯例结构的变压器的磁芯电压波形的幅值为18V而且能够显着的看到根据开关频率的开关波形。新的结构的变压器的磁芯电压波形的幅值为5V,根据开关频率的开关波形不是很显着。

附:PI 无高频开关电源Y电容的变压器结构
(1)芯片有频抖功用,芯片能够不需求辅佐绕组供电。
(2)变压器最外面裹铜皮,铜皮两头短接并引线到初级的地。
其间:实心黑点圈为绕制时的起点,空心点为骨架换方向后绕制时的起点。详细的各绕组的在骨架内的散布如图36所示。

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