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老款芯片UC3842在大功率直流电源中的作用可不小

1.UC3842的根本运用
1.UC3842 内部作业原理简介 
图1 示出了UC3842 内部框图和引脚图,UC3842 选用固定作业频率脉冲宽度可控调制办法,共有8 个引脚,各脚功用如下:
①脚是差错扩大器的输出端,外接阻容元件用于改善差错扩大器的增益和频率特性;
②脚是反应电压输入端,此脚电压与差错扩大器同相端的2.5V 基准电压进行比较,发作差错电压,然后操控脉冲宽度;
③脚为电流检测输入端, 当检测电压超越1V时缩小脉冲宽度使大功率直流电源处于间歇作业状况;
④脚为守时端,内部振动器的作业频率由外接的阻容时刻常数决议,f=1.72/(RT×CT);
⑤脚为公共地端;
⑥脚为推挽输出端,内部为图腾柱式,上升、下降时刻仅为50ns 驱动才干为±1A ;
⑦脚是大功率直流电源供电端,具有欠、过压断定功用,芯片功耗为15mW;
⑧脚为5V 基准电压输出端,有50mA 的负载才干。 
老款芯片UC3842在大功率直流电源中的作用可不小

图1 UC3842 内部原理框图
2.UC3842 组成的大功率直流电源电路 
图2 是由UC3842 构成的大功率直流电源电路,220V 市电由C1、L1 滤除电磁搅扰,负温度系数的热敏电阻Rt1 限流,再经VC 整流、C2 滤波,电阻R1、电位器RP1 降压后加到UC3842 的供电端(⑦脚),为UC3842 供给发动电压,电路发动后变压器的付绕组③④的整流滤波电压一方面为UC3842 供给正常作业电压,另一方面经R3、R4 分压加到差错扩大器的反相输入端②脚,为UC3842 供给负反应电压,其规则是此脚电压越高驱动脉冲的占空比越小,以此安稳输出电压。④脚和⑧脚外接的R6、C8 决议了振动频率,其振动频率的最大值可达500KHz。R5、C6用于改善增益和频率特性。⑥脚输出的方波信号经R7、R8 分压后驱动MOSFEF 功率管,变压器原边绕组①②的能量传递到付边各绕组,经整流滤波后输出各数值不同的直流电压供负载运用。电阻R10 用于电流检测,经R9、C9 滤滤后送入UC3842 的③脚构成电流反应环. 所以由UC3842 构成的大功率直流电源是双闭环操控体系,电压安稳度十分高,当UC3842 的③脚电压高于1V 时振动器停振,维护功率管不至于过流而损坏。
电路上电时,外接的发动电路经过引脚7供给芯片需求的发动电压。在发动大功率直流电源的作用下,芯片开端作业,脉冲宽度调制电路发作的脉冲信号经6脚输出驱动外接的开关功率管作业。功率管作业发作的信号经取样电路转换为低压直流信号反应到3脚,维护体系的正常作业。电路正常作业后,取样电路反应的低压直流信号经2脚送到内部的差错比较扩大器,与内部的基准电压进行比较,发作的差错信号送到脉宽调制电路,完成脉冲宽度的调制,然后到达安稳输出电压的意图。如果输出电压因为某种原因变高,则2脚的取样电压也变高,脉宽调制电路会使输出脉冲的宽度变窄,则开关功率管的导通时刻变短,输出电压变低,然后使输出电压安稳,反之亦然。锯齿波振动电路发作周期性的锯齿波,其周期取决于4脚外接的RC网络。所发作的锯齿波送到脉冲宽度调制器,作为其作业周期,脉宽调制器输出的脉冲周期不变,而脉冲宽度则随反应电压的巨细而改动。
3 电路的调试
此电路的调试需求留意:一是调理电位器RP1使电路起振,起振电流在1mA左右;二是起振后变压器③④绕组供给的直流电压应能使电路正常作业,此电压的规模大约为11~17V 之间;三是依据输出电压的数值巨细来改动R4,以断定其反应量的巨细;四是依据维护要求来断定检测电阻R10 的巨细,一般R10 是2W、1Ω以下的电阻。
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图2 UC3842 构成的大功率直流电源
2.UC3842大功率直流电源维护的几个技巧
用UC3842做的大功率直流电源的典型电路见图1。
过载和短路维护,一般是经过在开关管的源极串一个电阻(R4),把电流信号送到3842的第3脚来完成维护。当大功率直流电源过载时,3842维护动作,使占空比减小,输出电压下降,3842的供电电压Vaux也跟着下降,当低到3842不能作业时,整个电路封闭,然后靠R1、R2开端下一次发动进程。这被称为“打嗝”式(hiccup)维护。
在这种维护状况下,大功率直流电源只作业几个开关周期,然后进入很长时刻(几百ms到几s)的发动进程,平均功率很低,即便长时刻输出短路也不会导致大功率直流电源的损坏。因为漏感等原因,有的大功率直流电源在每个开关周期有很大的开关尖峰,即便在占空比很小时,辅佐电压Vaux也不能降到足够低,所以一般在辅佐大功率直流电源的整流二极管上串一个电阻(R3),它和C1构成RC滤波,滤掉注册瞬间的尖峰。细心调整这个电阻的数值,一般都能够到达满足的维护。运用这个电路,有必要留意选取比较低的辅佐电压Vaux,对3842一般为13~15V,使电路简单维护。 
图2、3、4是常见的电路。
图2采纳拉低第1脚的办法封闭大功率直流电源。
图3选用断开振动回路的办法。
图4采纳举高第2脚,进而使第1脚下降的办法。
在这3个电路里R3电阻即便不要,仍能很好维护。留意电路中C4的作用,大功率直流电源正常发动,光耦是不通的,因而靠C4来使维护电路推迟一段时刻动作。在过载或短路维护时,它也起延时维护的左右。在灯泡、马达等发动电流大的场合,C4的取值也要大一点。
图1是运用最广泛的电路,但是它的维护电路仍有几个问题: 
1. 在批量出产时,因为元器材的差异,总会有一些大功率直流电源不能很好维护,这时需求单个调整R3的数值,给出产造成费事; 
2. 在输出电压较低时,如3.3V、5V,因为输出电流大,过载时输出电压下降不大,也很难调整R3到一个抱负的数值; 
3. 在正激运用时,辅佐电压Vaux尽管也跟从输出改动,但跟输入电压HV的联系更大,也很难调整R3到一个抱负的数值。 
这时如果选用辅佐电路来完成维护关断,会到达更好的作用。辅佐关断电路的完成原理:在过载或短路时,输出电压下降,电压反应的光耦不再导通,辅佐关断电路当检测到光耦不再导通时,推迟一段时刻就动作,封闭大功率直流电源。 
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3.UC3842运用于电压反应电路中的探讨
一般,PWM型大功率直流电源把输出电压的采样作为PWM操控器的反应电压,该反应电压经PWM操控器内部的差错扩大器后,调整开关信号的占空比以完成输出电压的安稳。但不同的电压反应电路,其输出电压的安稳精度是不同的。
1 概述
本文首先对电流型脉宽操控器UC3842(内部电路图如图1所示)常用的三种安稳输出电压电路作了介绍,剖析其各自的优缺点,在此基础上规划了一种新的电压反应电路,试验证明这种新的电路具有很好的稳压作用。

图1
UC3842大功率直流电源电路结构图
2 UC3842常用的电压反应电路
2.1 输出电压直接分压作为差错扩大器的输入
如图2所示,输出电压Vo经R2及R4分压后作为采样信号,输入UC3842脚2(差错扩大器的反向输入端)。差错扩大器的正向输入端接UC3842内部的2.5V的基准电压。当采样电压小于2.5V时,差错扩大器正向和反向输出端之间的电压差经扩大器扩大后,调理输出电压,使得UC3842的输出信号的占空比变大,输出电压上升,最终使输出电压安稳在设定的电压值。R3与C1并联构成电流型反应。
这种电路的长处是采样电路简略,缺点是输入电压和输出电压有必要共地,不能做到电气阻隔。必定 引起大功率直流电源布线的困难,并且大功率直流电源作业在高频开关状况,简单引起电磁搅扰,必定带来电路规划的困难,所以这种办法很少运用。
大功率直流电源输出电压直接分压采样

图2  大功率直流电源输出电压直接分压采样
2.2 辅佐大功率直流电源输出电压分压作为差错扩大器的输入
如图3所示,当输出电压升高时,单端反激式变压器T的辅佐绕组上发作的感应电压也升高,该电压经过D2,D3,C15,C14,C13和R15组成的整流、滤波和稳压网络后得到一向流电压,给UC3842供电。一起该电压经R2及R4分压后作为采样电压,送入UC3842的脚2,在与基准电压比较后,经差错扩大器扩大,使脚6输出脉冲的占空比变小,输出电压下降,到达稳压的意图。相同,当输出电压下降时,使脚6输出脉冲的占空比变大,输出电压上升,最终使输出电压安稳在设定的值。
辅佐大功率直流电源输出电压分压采样

图3 辅佐大功率直流电源输出电压分压采样
这种电路的长处是采样电路简略,副边绕组、原边绕组和辅佐绕组之间没有任何的电气通路,简单布线。缺点是并非从副边绕组直接得到采样电压,稳压作用不好,试验中发现,当大功率直流电源的负载改动较大时,根本上不能完成稳压。该电路适用于针对某种固定负载的状况。
2.3 选用线性光耦改动差错扩大器的输入差错电压
如图4所示,该大功率直流电源的电压采样电路有两路:一是辅佐绕组的电压经D1,D2,C1,C2,C3,R9组成的整流、滤波和稳压后得到16V的直流电压给UC3842供电,别的,该电压经R2及R4分压后得到一采样电压,该路采样电压首要反映了直流母线电压的改动;另一路是光电耦合器、三端可调稳压管Z和R4,R5,R6,R7,R8组成的电压采样电路,该路电压反映了输出电压的改动;当输出电压升高时,经电阻R7及R8分压后输入Z的参阅电压也升高,稳压管的稳压值升高,流过光耦中发光二极管的电流减小,流过光耦中的光电三极管的电流也相应的减小,差错扩大器的输入反应电压下降,导致UC3842脚6输出驱动信号的占空比变小,所以输出电压下降,到达稳压的意图。
选用辅佐大功率直流电源采样和光耦采样归纳

图4 选用辅佐大功率直流电源采样和光耦采样归纳
该电路因为选用了光电耦合器,完成了输出和输入的阻隔,弱电和强电的阻隔,削减了电磁搅扰,抗搅扰才干较强,并且是对输出电压采样,有很好的稳压功用。缺点是外接元器材增多,添加了布线的困难,添加了大功率直流电源的本钱。
3 线性光耦改动差错扩大器增益电压反应电路及试验成果
3.1 选用线性光耦改动差错扩大器的增益
如图5所示,该电压采样及反应电路由R2,R5,R6,R7,R8,C1,光电耦合器、三端可调稳压管Z组成。当输出电压升高时,输出电压经R7及R8分压得到的采样电压(即Z的参阅电压)也升高,Z的稳压值也升高,流过光耦中发光二极管中的电流减小,导致流过光电三极管中的电流减小,相当于C1并联的可变电阻的阻值变大(该等效电阻的阻值受流过发光二极管电流的操控),差错扩大器的增益变大,导致UC3842脚6输出驱动信号的占空比变小,输出电压下降,到达稳压的意图。当输出电压下降时,差错扩大器的增益变小,输出的开关信号占空比变大,最终使输出电压安稳在设定的值。因为,UC3842的电压反应输入端脚2接地,所以,差错扩大器的输入差错总是固定的,改动的是差错扩大器的增益(可将线性光耦中的光电三极管视为一可变电阻),其等效电路图如图6所示。
大功率直流电源选用光耦改动差错扩大器的增益

图5 大功率直流电源选用光耦改动差错扩大器的增益
改动差错扩大器增益的等效电路

图6 改动差错扩大器增益的等效电路
该电路经过调理差错扩大器的增益而不是调理差错扩大器的输入差错来改动差错扩大器的输出,然后改动开关信号的占空比。这种拓扑结构不仅外接元器材较少,并且在电压采样电路中选用了三端可调稳压管,使得输出电压在负载发作较大的改动时,输出电压根本上没有改动。试验证明与上述三种反应电路比较,该电路具有很好的稳压作用。
3.2    试验成果
将这种新的选用线性光耦改动差错扩大器增益的电压反应电路,用于一48V/12V的单端反激式DC/DC大功率直流电源(最大输出电流5A),显现该大功率直流电源输出电压安稳,带负载才干强。图7(a)-(h)别离给出了当负载为100Ω,25Ω,10Ω,3Ω时的输出电压和驱动波形,从波形能够看出,当负载电流逐步增大时,驱动信号的占空比相应增大,但输出电压一向安稳在12.16V。
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(a) 100Ω时的输出波形    (b) 100Ω时的驱动波形
(c) 25Ω时的输出波形    (d) 25Ω时的驱动波形
(e) 10Ω时的输出波形    (f) 10Ω时的驱动波形
(g) 3Ω时的输出波形    (h) 3Ω时的驱动波形
4 结语
在单端阻隔式PWM型大功率直流电源中,电流型脉宽调制器UC3842有着宽广的运用规模,本文在剖析了三种常用的电压反应电路的基础上,规划了一种新的选用线性光耦改动UC3842差错扩大器增益的电压反应电路。试验证明,新的电压反应电路使得稳压精度高,负载适应性强。
4.一款用UC3842规划的电动车充电器作业原理剖析(附图):
UC3842作业原理:
该电路的大功率直流电源部分运用单端式脉宽调制型大功率直流电源,脉宽调制IC运用的是UC3842。UC3842是一种电流型脉宽操控器,它能够直接驱动MOS管、IGBT等,适合于制造单端电路。
220V整流滤波后的约300V直流电压经电阻R1降压后加到UC3842的供电端(7端),为UC3842供给发动电压,UC3842内部设有欠压断定电路,其敞开和封闭阈值别离为16V和10V。在敞开之前,UC3842耗费的电流在1mA以内。发动正常作业后,它的耗费电流约为15mA。反应绕组为其供给保持正常作业电压。因为漏感等原因,大功率直流电源在每个开关周期有很大的开关尖峰,即便在占空比很小时,辅佐电压也不能降到足够低,所以辅佐大功率直流电源的整流二极管上串一个电阻(R3),它和C9构成RC滤波,滤掉注册瞬间的尖峰。 接在4脚的R5、C6决议了大功率直流电源的作业频率。计算公式为:Fosc (kHz) = 1.72 / (RT (k) × CT (uf)),此电路的作业频率为40KHz。
过载和短路维护,经过在开关管的源极串一个电阻(R12),把电流信号经R10、R11送到3842的第3脚来完成维护。当大功率直流电源过载时,3842维护动作,使占空比减小,输出电压下降,3842的供电电压也跟着下降,当低到3842不能作业时,整个电路封闭,然后靠R1开端下一次发动进程。在这种维护状况下,大功率直流电源只作业几个开关周期,然后进入很长时刻(约500ms)的发动进程,平均功率很低,即便长时刻输出短路也不会导致大功率直流电源的损坏。 
稳压进程:
UC3842的2脚是电压检测端。输出电压经R18、R19、W1分压为U4(TL431)参阅端(1脚)供给参阅电压。TL431是一个有杰出的热安稳功用的三端可调分流基准源。内部含有一个2.5V的基准电压,所以当在参阅端引进输出反应时,器材能够经过从阴极(3脚)到阳极(2脚)很宽规模的分流,操控输出电压。若输出电压增大,反应量增大,TL431的分流也就添加。线性光耦(U2)的发光二极管亮度添加,输出电阻减小。UC3842的2脚电压升高,驱动脉宽减小。最终使电压安稳下来。 
充电进程:
当BATT+、BATT-接上畜电池时,畜电池正端经R13、D10使K1吸合。充电回路闭合,畜电池开端充电。当畜电池接反时,因为D10反向截止,K1不会吸合,充电回路处于断开状况。不会烧坏R14、D7、D8、C11等元件。
刚充电时,畜电池电压很低,充电电流会很大。R14两头的压降大于U3A的2脚R23、R24的分压电压,U3A输出高电平,D13(赤色,充电指示灯)亮。当充电电流到达1.8A时,R14两头的压降等于U5A的3脚R30、R31的分压电压,U5A开端起控。只需输出电流有一点添加,U5A的1脚随即输出低电平,U2的1、2脚电流添加,4、5脚电阻减小,U1的2脚电压升高,输出电压下降,最终使电流恒定在1.8A。
跟着充电时刻的添加,畜电池的电压也逐渐上升,当充电电压到达最高充电电压(44V)时。U4的参阅端电压将到达2.5V,U4开端起控,使电压安稳下来。调理W1能够微调电压值。此刻电流不再恒定,而是逐渐减小。U5A也不复兴控,一向处于高电平输出状况,因为D17的反向截止,不会影响输出电压。
当充电电流小于0.4A时,R14两头的压降小于U3A的2脚R23、R24的分压电压,U3A输出低电平,D13灭。此刻U3B的5脚电压高于6脚电压,7脚输出高电平,D14(绿色,大功率直流电源/浮充指示灯)亮,表明已充溢,进入浮充状况。一起经R27限流,D15稳压,经过R28、D9、W2使U4的参阅端电压添加,然后使最大充电电压降为浮充电压。调理W2可微调浮充电压。
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5.UC3842的大功率直流电源维护电路的改善
1.UC3842的典型运用电路
UC3842的典型运用电路如图1所示。该电路首要由桥式整流电路,高频变压器,MOS功率管以及电流型脉宽调制芯片UC3842构成。其作业原理为:220V的交流电经过桥式整流滤波电路后,得到大约+300V的直流高压,这一向流电压被M0S功率管斩波并经过高频变压器降压,变成频率为几十kHz的矩形波电压,再经过输出整流滤波,就得到了安稳的直流输出电压。其间高频变压器的自馈线圈N2中感应的电压,经D2整流后所得到的直流电压被反应到UC3842内部的差错扩大器并和基准电压比较得到差错电压Vr,一起在取样电阻R11上树立的直流电压也被反应到UC3842电流测定比较器的同柑输入端,这个检测电压和差错电压Vt比较较,发作脉冲宽度可调的驱动信号,用来操控开关功率管的导通和关断时刻,以决议高频变压器的通断状况,然后到达输出稳压的意图。图l中,R5用来约束C8发作的充电峰值电流。考虑到Vi及Vref上的噪声电压也会影响输出的脉冲宽度,因而,在UC3842的脚7和脚8上别离接有消噪电容C4和C2。R7是MOS功率管的栅极限流电阻。别的,在UC3842的输入端与地之间,还有34V的稳压管,一旦输入端呈现高压,该稳压管就被反向击穿,将Vi钳坐落34V,维护芯片不致坏。
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2 UC3842维护电路的缺点 
2.1过载维护的缺点 
当大功率直流电源过载或输出短路时,UC3842的维护电路动作,使输出脉冲的占空比减小,输出电压下降,UC3842的供电电压也跟着下降,当低到UC3842不能作业时,整个电路封闭,然后经过R6扦始下一次发动进程。这种维护被称为“打嗝”式(hiccup)维护。在这种维护状况下,大功率直流电源只作业几个开关周期,然后进入很长时刻(几百ms到几s)的发动进程,因而,它的平均功率很低。但是,因为变压器存在漏感等原因,有的大功率直流电源在每个开关周期都有很高的开关尖峰电压,即便在占空比很小的状况下,辅佐供电电压也不能降到足够低,所以不能完成抱负的维护功用。 
2.2电路安稳性的缺点 
在图l所示的电路中,当大功率直流电源的占空比大于50%,或变压器作业在接连电流条件下时,整个电路就会发作分谐波振动,引起大功率直流电源输出的不安稳。图2表明了变压器中电感电流的改动进程。没在t0时刻,开关开端导通,使电感电流以斜率m1上升,该斜率是输入电压除以电感的函数。t1时刻,电流取样输入到达由操控电压树立的门限,这导致开关断开,电流以斜率m2衰减,直至下一个振动周期。如果此刻有一个扰动加到操控电压上,那么它将发作一个△I,这样我们就会发现电路存在着不安稳的状况,即在一个固定的振动器周期内,电流衰减时闸削减,最小电流开关接通时刻t2上升了△I+△Im2/m1,最小电流鄙人一个周期t3减小到(△I+△Im2/m4)(m2/m1),在每一个后续周期,该扰动m2/m1被相乘,在开关接通时替换添加和减小电感电流,或许需求几个振动器周期才干使电感电流为零,使进程重新开端,如果m2/m1大于l,变换器将会不安稳。因而,图l所示的电路在某状况下存在着必定的失稳危险。 

3 维护电路的改善 
针对上述剖析,改善电路如图3所示,该电路具有以下特色。
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1)经过在UC3842的采样电压处接入一个射极跟从器,然后在操控电压上添加了一个与脉宽调制时钟同步的人为斜坡,它能够在后续的周期内将△I扰动减小到零。因而,即便体系作业在占空比大于50%或接连的电感电流条件下,体系也不会呈现不安稳的状况。不过该补偿斜坡的斜率有必要等于或略大于m2/2,体系才干具有真正的安稳性。 
2)取样电阻改用无感电阻。无感电阻是一种双线并绕的绕线电阻,其精度高且简单做到大功率。选用无感电阻后,其阻抗不会跟着频率的添加而添加。这样,即便在高频状况下取样电阻所耗费的功率也不会超越它的标称功率,因而也就不会呈现炸机现象。
3)反应电路改用TL43l加光耦来操控。我们都知道扩大器用作信号传输时都需求传输时刻,并不是输出与输入一起树立。如果把反应信号接到UC3842的电压反应端,则反应信号需接连经过两个高增益差错扩大器,传输时刻增加。因为TL431自身就是一个高增益的差错扩大器,因而,在图3中直接选用脚1做反应,从UC3842的脚8(基准电压脚)拉了一个电阻到脚l,脚2经过R18接地。这样做的优点是,跳过了UC3842的内部扩大器,然后把反应信号的传输时刻缩短了一半,使大功率直流电源的动态呼应变快。别的,直接操控UC3842的脚l还可简化体系的频率补偿以及输出功率小等问题。

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