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实例解密“ZVS反激高频开关电源”!

1. 反激应用中MOSFET的损耗分析

MOSFET的损耗主要包括如下几个部分:

1导通损耗

导通损耗是比较容易理解的,即流过MOSFET的RMS电流在MOSFET的Rdson上的I^2R损耗。降低这个损耗也是大家最容易想到的,例如选用更低Rdson的管子,设计变换器进入更深的连续模式来降低RMS电流等。然而需要注意的是,Rdson和Q互相矛盾,最终,只能在两者之间找到一个平衡点。

2关断损耗

关断损耗即MOSFET在关断状态下,流过MOSFET的漏电流和MOSFET承受的电压之积。通常这项损耗是大家忽略的,实际上也是完全可以忽略的。例如一个耐压600V左右的MOSFET,即便在150°C下,漏电流也仅仅是uA级的,带来的损耗也仅仅是mW级的。

3开关损耗

开关损耗包括开通损耗和关断损耗。开通损耗指的是MOSFET开通期间Ids上升和Vds下降交叉面积带来的损耗;关断损耗指的是MOSFET关断期间Ids下降和Vds上升交叉面积带来的损耗。

不论是开通损耗还是关断损耗,主要是发生在米勒电容放电或者充电区间,即决定开关损耗的主要是米勒平台的时间以及开关频率。

对于目前的反激式应用,由于开关频率普遍偏低(绝大多数低于100KHz),并且高压输入下CCM的深度很浅(对于全电压工作的高频开关电源,绝大多数低压CCM工作的,高压基本上工作于DCM或非常接近DCM),同时加上MOSFET的进步(CoolMOS和Super Junction大大降低了Crss),实际应用中MOSFET的开通损耗是比较小的。拿一个使用CoolMOS或Super Junction MOSFET的高频开关电源,驱动开通电阻从几欧到几十欧甚至上百欧变动,效率几乎不受影响。

由于反激原边MOSFET关断发生在最大电流处,因此关断损耗通常比较可观。为了降低关断损耗,通常从加快关断速度上想办法。

4容性损耗

这里把容性损耗独立于开关损耗来讨论。容性损耗指的是MOSFET开通瞬间,DS间寄生电容通过MOSFET DS直接放电产生的损耗。我们经常可以看到原边电流波形并非一个理想的三角形或梯形,而是在开通瞬间存在一个电流尖峰,导致峰值电流控制模式的IC不得不做前沿消隐。

从一个MOSFET的规格书中,通常可以看到两个可以用来直接估算容性损耗的参数,Eoss和Co(er)。拿英飞凌最新一代的CoolMOS IPD70R360P7S举例:

Eoss@400V=1.8uJ,Co(er)=27pF(Vds=0~400V)

如果把Co(er)乘以Vds(400V)的平方再除以2,得到能量2.16uJ,和Eoss基本一致。

比较简单的估算,如果开关频率f=100KHz,则Vds=400V下的容性损耗约:

Pco=Eoss*f=0.18W

在实际应用中,这个损耗很可能是被低估的,有如下原因:

首先实际应用中,264VDC输入下,输入直流电压374V,如果反射电压100V,那开通瞬间的Vds电压可能在374-100=274V(QR)到374+100=474V之间,即实际的Eoss可能大于或者小于规格书给出的值;

其次实际应用中,MOSFET的DS间等效电容不仅包含MOSFET本身电容,还有变压器寄生电容,后者很可能大于前者,这种情况下,实际Eoss损耗会远大于计算值。

5驱动损耗

驱动损耗即Ciss的充放电损耗,计算方法如下:

Pdrv=Qg*Udrv*f

通常应用下也被忽略,一方面由于MOSFET的进步,Qg有了显著的降低,一方面频率比较低。例如IPD70R360P7S,Qg=16.4nC(Vgs=0~10V,Vds=400V),驱动电压10V,工作频率100K下,驱动损耗仅为:

Pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mW

需要注意的是,与前面几项损耗不同,驱动损耗虽然是MOSFET的结电容充放电导致的,但绝大部分没有损耗在MOSFET上,而是损耗在驱动IC和驱动电阻上。

2. ZVS的实现方案

ZVS即在MOSFET驱动到来前,Vds电压已经为零了。由于节点电容上电压的存在,要实现ZVS,需要一个和励磁电流反向的电流流过变压器原边电感。传统的QR,由于退磁后变压器初级电感的初始电压即副边反射电压,振荡是阻尼的,因此开关节点可能达到的最低电压只能是Vin-Vor,能不能ZVS取决于输入电压和反射电压。对于宽范围输入,不太可能全输入范围实现ZVS;如果再加上宽范围输出(比如PD协议5-20V输出的适配器),ZVS的实现就愈发困难。

为了实现这个反向的电流,对电感而言,只需对它反向励磁,有源钳位反激就是这样一个思路。

实例解密“ZVS反激高频开关电源”!

相对于传统反激,有源钳位反激中RCD吸收不可控导通的D变成了可控导通的MOSFET,钳位电容容值远大于吸收电容。漏感能量存储在钳位电容中,在钳位电容上形成一个相对平稳的电压。在原边主MOSFET开通前,如果先将钳位管开通一段时间,原边电感将反向励磁,关断钳位管后,励磁电流方向不变,这个电流抽取结电容电荷,最后实现主MOSFET的ZVS。

有源钳位的好处是不仅实现了ZVS,同时能够回收漏感能量,但从高频开关电源电路结构上,增加了一颗高边钳位管,控制IC需要高压浮区,成本大幅上升。

本文要讨论的ZVS反激,讲的是不改变传统反激高频开关电源电路基本结构,不增加额外的器件,仅从控制上想办法来实现。

前面提到,为了实现ZVS,需要在原边管开通前,在原边电感上形成原边一个负电流,即原边电感需要反相励磁。ACF根本方法就是在原边电感上直接反相励磁,代价是必须增加一个可控开通和关断MOSFET。

对于Flyback,变压器本质上是一个耦合电感,要在原边电感形成负电流,这反相励磁其实是可以从任一绕组上来操作的,因为关断后,能量可以从任一绕组释放。基于这个原理,ZVS的实现就变得相当简单了。试想一下,工作在DCM下,带有有同步整流的Flyback,如果副边退磁完成后同步整流继续保持开通,那么输出电压将会从输出绕组对变压器励磁,只要在原边开通前一定时间内关断同步整流,变压器内存储的能量就会寻找途径释放,而此时,它就会反抽原边开关节点电容形成负电流,只要励磁能量足够,反抽时间(同步整流关断到原边开通的死区时间)合适,就能确保零电压开通。

当然,励磁可以在变压器上其他任何一个耦合的绕组上进行。

先上第一个原理图,是我前两年搭的一个实验高频开关电源电路,用一个定频PWM控制器配合一些数字逻辑高频开关电源电路,实现同步整流与原边驱动的互补输出,同时留有死区,这个高频开关电源电路经过验证,DCM下可以从副边同步整流倒灌,实现原边零电压开通。至于原理,相信大家仔细看看都能理解。

实例解密“ZVS反激高频开关电源”!

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这种方案有一个很大的问题,注入的能量损耗可能远超过ZVS带来的收益。

同步整流如果与原边完全互补,那深度DCM下,反灌到变压器的能量可能远大于原边结电容存储能量,较大的能量在一来一回中损失了。接下来上另一个图,这种实现非互补的驱动,只是在原边开通前打出一个小脉冲,不多不少,正好能够抽干结电容能量就好。三.波形与PCB

saber开环仿真波形图。

高频开关电源电路实测波形图

高频开关电源电路实测波形图

saber开环仿真波形图。

这个验证版本的PCB图,由于384x电流控制模式在轻载下易受到干扰,特别是频率升高后,发波出现间歇,验证版本改成了电压控制模式的UCC25705。

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